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微控制器非常适合在给定产品背后实现智能。但是,他们无法做的一件事就是直接控制除单个LED以外的任何东西。这是因为大多数微控制器的输出驱动器只能直接提供或吸收大约10mA的电流。[b][url=http:///www.tfmcu.com/]电路板设计[/url][/b]我司提供从原型PCB设计到批量生产的全套电路板制作服务。在电路设计的早期阶段至原型制作的每个阶段都重视电路板制作成本,值得您的信赖。
本文介绍了几种从典型的微控制器输出切换低端较重负载的方法。需要一些简单的数学计算来确定典型的组件值,并且这些将以易于访问的格式呈现。但是,这种方法意味着已经采取了一些严格的自由措施。
饱和开关是控制以DC电流运行的大负载的最简单方法之一。实际的电子开关元件有两种变体:双极结型晶体管(BJT)和MOSFET。
在开始实际开关本身之前,让我们定义低端开关的含义。图1显示了这种类型的负载切换。
图1 –低端负载开关
开关控制负载的负极。这意味着,当开关断开时,负载基本上相对于电源的负极浮动,该负极通常是大多数设计中的接地参考。
如果这种开关方式是可以接受的,那么低侧开关通常是实现负载开关的最便宜的方法。
BJT低侧开关
BJT可用作负载开关,有两种形式:NPN和PNP。对于低侧开关,使用NPN晶体管,对于高侧开关,使用PNP。
在进入实际方法之前,让我们定义一些在处理NPN晶体管时使用的术语。
图2显示了相关的电压和电流命名约定。从电流开始,IB为基准电流,并显示为进入NPN的基准。相同的论点适用于我?和I E,其中I E显示离开晶体管。
可以看出:I E =I C +
I B
对于这些电压,V CE是集电极和发射极之间的电压,对于NPN晶体管通常为正值。换句话说,对于NPN晶体管,集电极电压通常高于发射极电压。
按照相同的惯例,V BE是基极和发射极之间的电压。对于NPN来说通常是积极的。
图2 – NPN BJT电压和电流
理解晶体管如何控制大负载的关键是以下公式:
I C =βIB ,其中β是直流电流增益,可能为20至300,甚至更高。
这表示集电极电流是β值乘以基极电流。因此,如果β=100,则集电极电流将是基本电流的100倍。
β的值在给定晶体管的数据表中以h FE给出。就本文而言,它们的含义相同。请注意,对于给定的晶体管,该值不是固定值,但会随着集电极电流和温度的值而有所变化,但这对于本文而言并没有多大关系。
当BJT用作负载开关时,它们以两种模式使用:截止和饱和。考虑下面的图3。如前所述,I C =βIB 。因此,如果I B =0,则I C也必须为0。在这种状态下,晶体管处于截止模式。请注意,由于晶体管中没有电流流动,因此它不会消耗任何功率。在这种情况下V C与V CC相同。
在下一部分中,假设V CC =10 V,R=10Ω,β=100。让我们看看当I B =1mA时会发生什么。在这种情况下,I C =100mA,因为β=100。电阻两端的电压为I C x R L或1V。这意味着V C必须为9
V,因为V CC为10 V ,并且R L两端的电压降为1V。如果I B =2mA,则适用相同的论点,依此类推。
现在,如果I B =20mA会发生什么。根据计算,这意味着I C =2000mA或2A。但是,事实并非如此。以来V CC =10 V,R L =10Ω,可流经R L的最大电流为1A。
换句话说,我的最大值?也是1A。这发生在V C =0,这意味着晶体管对地短路。
在这种状态下,该晶体管被称为处于饱和模式。在这种模式下,晶体管集电极电流是电路条件允许的最大电流,而增加的基极电流将不会使其升高。
所以,等式I C ^ =βI乙仅保持直到晶体管饱和。注意,在上述示例中,如果现在将V CC增加到25V,或者将R L更改为1Ω,则晶体管将不再饱和。因此,饱和度是相对于外部电路条件定义的。
最后,请注意,除非有缺陷,否则真实晶体管在集电极和发射极之间不可能完全短路。当实际晶体管饱和时,其V CE将为V CEsat的值。该值在晶体管数据手册中给出,对于一个小晶体管,通常在0.2V至一个大晶体管之间大于1V。
V CEsat也取决于集电极电流和温度。这种依赖性通常在数据表中以一组曲线的形式给出。
在饱和模式下,晶体管的功耗为
耗散功率= I C x V CEsat
但是,由于V CEsat通常很低,因此功耗也会很低。因此,截止和饱和是晶体管将消耗最低功率的两个状态。
现在着眼于晶体管的基极,设置I B的快速方法是假设V BE为0.7V。该值适用于大多数晶体管。
因此,在这种情况下,根据欧姆定律,
I B =(V BB –
0.7)/ R B
如果需要给定的I B值,则R B可计算为:
R B =(V BB –
0.7)/ I B
为了使晶体管饱和,所需的最小I B是将导致最大I C的值,给定的 晶体管的β值与电路条件有关。
实际上,该I B值应比该最小值大大约10%到15%,以说明β值在设备之间的变化。
图3 –晶体管操作
从微控制器驱动BJT
刚刚描述的实际上是一个低端NPN BJT开关。如果V BB是微控制器的输出引脚,则知道其逻辑高值,所需的负载电流和晶体管β值,就可以很容易地计算出R B的值。
要检查的其他几件事是要确保:
计算出的I B不超过微控制器的驱动电流能力。
负载电流不超过晶体管的最大集电极电流。
饱和模式下的功耗不超过晶体管的最大功耗。
V CC电压不超过晶体管的最大V CE。
以上示例中还应包含一些安全性和降额裕度,以确保可靠的操作。大约20%是合理的。
使用达林顿驾驶重物
由于微控制器GPIO引脚的驱动电流很少超过10mA,并且功率晶体管的晶体管最小值β通常不超过50,因此可以控制的最大电流约为500mA。
为了能够控制更高的电流,可以采用达林顿装置。达林顿封装在一个封装中,也可以用两个晶体管组成,如图4所示。
图4 – NPN达灵顿
在这种布置中,Q1通常是低功率高增益晶体管,而Q2是高功率晶体管。假设暂时不存在电阻器R,那么可以看出所有Q1发射极电流都流入Q2的基极。
如前所述,发射极电流是集电极电流和基极电流之和。
所以, I E =I C +
I B
从而, I E =βx I B +
I B,或者I E =(β+ 1)I B
由于β很大,(β+1)接近于β。
这表示:
我é ≈我?
现在,由于Q1的I E直接流入Q2的基极,这意味着I C2,因此Q2的集电极电流由下式给出:
我C2 =β1×β2× IB1。
因此,较小的输入基极电流会产生较大的输出集电极电流。尽管有一些问题需要注意。首先,该复合晶体管的V BE现在是两个晶体管的V BE之和。如前所述,计算基极电阻值时必须考虑到这一点。
至于电阻器R,它会影响Q2的关断时间。当Q2导通时,它的电荷流入其基极。现在,当Q1的输入变为低电平时,Q1关闭,并且Q2的基极中存储的电荷无处可去。
它最终将通过称为载流子重组的内部过程而消失,但在此之前,Q2将保持导通状态。根据晶体管的不同,这可能会持续几微秒到几十微秒。
本质上,微控制器关闭其输出,但之后负载仍会保持一段时间。R用于通过释放存储的基本电荷来加快Q2的关断速度。
因此对于PWM等应用,建议使用该电阻。对于大多数嵌入式应用,介于1KΩ和5KΩ之间的值可以正常工作。
在正常操作下,R还会分流Q2的一些基极电流。该电流为(V BE2 / R)或大约0.7 / R。要抵消该电流,只需增加Q1的基极电流即可。由于该基本电流xβ1必须等于0.7 / R,因此Q1中的基本电流应增加(0.7 /(β1x R))。
MOSFET低侧开关
与BJT一样,MOSFET具有两种基本形式:N沟道和P沟道。N沟道MOSFET与NPN相似,用于低侧开关。同样,P沟道MOSFET与PNP BJT相似,用于高端开关。
在满足某些条件的情况下,N沟道增强型MOSFET相对容易连接至微控制器GPIO输出引脚。
图5显示了这种类型的MOSFET,以及当该器件被视为低端开关时的一些更重要的方面。
图5 – N沟道增强型MOSFET
当在栅极和源极之间施加电压时,如果电压高于其数据手册中给出的阈值电压V th,则电流将开始在其漏极和源极之间流动。
高于该阈值时,V GS越高,漏极电流I D越大,直到V GS达到V GSMax为止(同样由数据表给出)。I D与V GS由数据表中的一组曲线给出,并且,与BJT情况一样,当漏极电流达到电路条件允许的最大值时,MOSFET饱和。
由于MOSFET是压控器件,因此几乎不需要电流就能保持导通状态。因此,来自微控制器的GPIO可以驱动MOSFET,然后可以控制非常大的电流。不需要达林顿安排。可提供在5V栅极驱动条件下完全增强的低Vth MOSFET,从而可以控制几个安培。
与BJT相比,MOSFET的另一个优点是没有V DS sat。取而代之的是,当MOSFET导通时,漏极-源极连接的行为类似于电阻器,其R DS的值是V GS的函数,对于功率MOSFET而言可能是非常低的值。
因此,MOSFET导通或增强时的功耗仅是(I D)2的值,其中I D是漏极电流乘以R DS,与电阻器中消耗的功率相同,R,通过电流I,由P=I 2 R给出。
因此,在许多情况下,饱和MOSFET的功耗要小于等效BJT的功耗。如果I D很高,则尤其如此。
要注意的一件事是,所有N-Ch MOSFET都具有内置的衬底二极管,如图5所示。这是MOSFET的固有结构。实际上,这意味着漏极必须比源更积极。否则该二极管将导通。
最后,MOSFET的一个大问题是栅极-源极电容。对于功率MOSFET来说,它可能很大— 3nF或更大的情况并不罕见。实际上,这意味着在MOSFET可以开始导通之前,该栅极电容必须首先充电。鉴于大多数微控制器可以提供有限的电流,因此该电容器需要花费一些时间才能充电。
因此,当直接由微控制器的输出驱动时,MOSFET根本无法快速切换。因此,将MOSFET用于快速PWM可能无法工作。
在这种情况下,必须在GPIO引脚与MOSFET的栅极之间使用TI UCC27511之类的MOSFET驱动器。当然,这比采用BJT的MOSFET本身就已经较高的成本增加了更多成本。 |
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